带隙基准电路_cmos无运放带隙基准源

本文为大家介绍一个cmos无运放带隙基准源电路。

常规的带隙基准电路

图1所示是两种常规的带隙基准电路，两者都是通过箝制A，B点电压相等，产生PTAT电流，再通过电阻R2将该电流转变为电压，与晶体管的VEB相加，得到基准电压。两者不同点是图1（A）所示电路使用运算放大器，图1（B）所示电路使用电流镜，使A，B电压相等。运放带隙基准的性能受运算放大器的失调电压、电源抑制比、增益等的严重影响。虽然可以通过仔细设计运算放大器得到很好的性能，但是运算放大器不仅引入了新的噪声和功耗，而且还增加了设计难度。电流镜带隙基准电路虽然没有使用运算放大器，但是因为沟道调制效应等原因，也会造成基准源精度的降低。

图1两种常规的带隙基准电路

cmos无运放带隙基准源

本文在图1（B）常规电流镜带隙基准电路的基础上，提出一种新型带隙基准电路，如图2所示。

图2 新型带隙基准电压源

启动电路

因为带隙电路中存在简并偏置点，当电源上电时，有可能出现所有支路都传输零电流的情况，使整个电路不能正常工作。因此，需要启动电路让电路在上电时摆脱简并偏置点。

图2电路中的M9～M14和Q5组成启动电路。刚接通电源时，节点⑥为低电平。M9导通，给节点⑥充电。当节点⑥电压升到一定高度时，整个带隙基准电路开始正常工作，同时导致（6）式成立，从而在电路正常工作时M9处于截止状态。启动电路不再对电路产生影响，完成电路的启动。

基准电压产生电路

图2中，M1，M2，M5，M6宽长比的比例为2∶1∶1∶2。M3，M4，M7宽长比的比例为2∶1∶2。Q1，Q3～Q5是一样的三极管，Q2是与Q1一样的16个三极管的并联。

M1～M5，Q1，Q2形成PTAT电流产生电路。M5还起反馈作用。M6，M7，Q3支路为M3，M4提供偏置电压，同时起负反馈作用，使节点①电压等于节点②电压。Q1和Q3是一样的三极管，M7和M3的栅极相连，使V⑤＝V③。假设节点③电压不等于节点⑤电压，如果V⑤＞V③，由VBE1＜VBE3得到I1＜I5，而由VGS3＞VGS7得到I1＞I5，与前面得到的结论相矛盾，所以，V⑤＝V③，I1＝I5，VGS1＝VGS6，从而得到节点①电压等于节点②电压。由电流镜和各个晶体管的尺寸比值，可得出IPTAT＝I1＝I2＋I3＝I4＝I5＝I6。因为M3和M4传输同样的电流，漏极电压又相等，它们接在同一个栅极电压上，所以，V④＝V③。

（7）式得到的正温度系数电流IPTAT被镜像到M８，Q4，R2支路。通过该电流流过R2产生的电压和VEB4相加，得到所要的带隙基准电压。

但是，实际电路会与这个比值有所偏差。最终电路得到了约1．25V的基准电压。

下面分析电路中两个支路的反馈作用。

首先分析2M6M7所在反馈支路。假设节点2电压升高V，节点6电压变化为：

由（14），（15）式得，V经过M5支路反馈后返回到节点2的电压变化量为：

从（13）和（16）式可以看出，这两个支路反馈回来的电压量V2均与－V成正比，所以是负反馈。这两路负反馈使电路比普通结构有更大的环路增益，从而提高了环路的抗干扰能力和电路的电源抑制比，减小了常规结构中沟道调制效应对基准源精度的影响。