电池供电的便携式设备在大部分使用寿命内常常处在备用状态。在这种备用状态下，内部升压变换器的静态电流仍然不断消耗电池能量。备用期间的静态电流可能比实际的负载电流还要大。虽然几种基于电感器的变换器的最大静态电流不到10mA，但是，设计师通常宁愿或要求在本质上必须安全的、对成本很敏感的设计中使用一种稳压电荷泵。具有至少10 mA输出电流能力的现成稳压电荷泵，其典型最小静态电流为50~100mA。如果这样的静态电流电平无法接受，你就需要增加电路来远程监控已稳压的电压并使电荷泵在进入和脱离关闭状态之间来回切换，从而降低总的平均电流。不过，这种方法可能无法达到所期望的低于10mA的静态电流电平。低导通电阻模拟开关、超低电流比较器和超低电流基准的出现，使得最大静态电流接近7mA的电荷泵成为可能（图1）。

图1，这一电荷泵电路利用模拟开关来获得超低静态电流。

电荷泵利用交流耦合技术将能量从转移电容器传送到储能电容器。转移电容器首先通过模拟开关充电到VBATT电平，然后其它模拟开关将能量传送到接在VOUT上的储能电容器。接着，转移电容器再次充电，并周而复始进行下去。由于理想模拟开关的损耗为零，VOUT电平就等于VBATT的两倍。但是，不出所料，模拟开关的有限导通电阻产生的输出电平是随负载电流下降而下降的。图1所示的基本稳压电荷泵包含一个振荡器、几个模拟开关、一个电压基准和一个比较器。比较器起到电压监控器和振荡器的作用。当电路在稳压时，比较器的输出为低电平，从而使NC开关关闭，并使C1充电至VBATT。当VOUT的电压下降到低于输出稳压阈值（本例中为3.3V）时，比较器的输出变为高电平。NO（常开）开关关闭，从而将C1的电荷转移到C2。这种循环会反复进行下去，直到VOUT再次获得稳压状态。

电阻器R3~R5为振荡提供了必要的迟滞。这3只电阻器的阻值为1 MΩ，能产生可观的迟滞，并使BATT的载荷降到最低。当比较器输出改变状态时，反馈电阻器R5会改变你加到比较器的正输入端的阈值，由此产生迟滞。当电阻值如图所示，基准值为IC1的标称值（1.182V），VBATT=3V时，VIN+阈值就在VIN+（低）=0.39V和VIN+（高）=1.39V两个近似值之间摆动。当电路正在稳压时，VIN-略微超过VIN+，比较器输出为低电平，R1-R2分压器检测VOUT的电压，而VIN+的阈值很低（0.39V）。在VIN+为0.39V的情况下，你可以根据公式VIN+=VOUT［R2/（R1+R2）］计算出R1和R2的阻值。为了使VBATT的载荷降到最低，R1+R2的电阻值应该大于1 MΩ。如果VOUT=3.3V，而R2为2.2 MΩ，则R1为301 kΩ。电容器C3连接到比较器的VIN-输入端。C3与R1和R2一起按照下面的简化关系设定振荡频率：tDISCHARGE=tLOW =-（R2C3）ln［（VIN+（LOW））/（VIN+HIGH））］；tCHARGE=tHIGH=-（R2C3）ln［1-（VIN+（HIGH）-VIN+（LOW））/（VBATT-VIN+（LOW）］；以及fOSC=1/tPERIOD，其中tPERIOD=tLOW+tHIGH。

为了使效率最高并降低比较器转换速率的影响，你应该设定一个比较低的频率。选择C3=470 pF，就可得到下列结果：tLOW=178ms，tHIGH=68ms；所以，fOSC=4 kHz。选择C1和C2的电容值，为的是达到所期望的负载电流和波纹电压。就本应用（ILOAD=10 mA）而言，C1=10mF。为了计算C2的电容值，要根据所期望的波纹电压进行一次近似：C2=（ILOAD×tLOW）/VRIPPLE。在ILOAD=10mA和VRIPPLE=150mV的情况下，C2=12mF。

在上述元件值的情况下，本电路吸收的最大静态电流为6.9mA，比现成的电荷泵的小得多。你还可以通过提高电阻值来进一步降低静态电流，但是，由于IC2的最大静态电流为3.8mA，占总静态电流的大部分，所以效果非常小。本电路能使你实现一个超低静态电路稳压电荷泵。在现成电荷泵买到之前，它为寻求不使用电感器实现低成本电荷泵的设计师提供了一种替代品。

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