Barry Harvey

您可以采用具有罕见输入特性的运算放大器，并对其进行提升，以实现比原始运算放大器更高的电压范围、更好的增益精度、更高的压摆率和更小的失真。

我正在设计精密电压表的输入，需要一个亚皮安级输入单位增益放大器/缓冲器，其低频噪声小于1 μV峰峰值，低失调电压约为100 μV，非线性度为<1 ppm。它还需要在音频频率和60 Hz上具有非常低的交流失真，以利用不断加深的ADC分辨率。这已经足够雄心勃勃，但它必须使用±40 V电源缓冲±50 V信号。缓冲器输入将连接到高阻抗分压器或直接连接到外部信号。因此，它还必须承受超出电源的静电放电和输入。

可用的亚皮安级偏置电流运算放大器并不多。那些可用的通常被称为静电计级，并提供低几十飞安的偏置电流。不幸的是，这些静电计放大器的低频噪声（0.1 Hz至10 Hz）峰峰值为几微伏。它们通常还具有不符合要求的输入失调电压和失调温度系数。其共模抑制比（CMRR）和开环增益不足以支持1 ppm线性度。最后，没有一个静电计可以承受高电源电压。

LTC6240系列提供0.25 pA典型偏置电流和0.55 μV p-p低频噪声。这对于输入缓冲器来说已经足够了，只是该器件只能采用最大12 V的电源供电。我们将不得不在放大器周围添加电路以使其适应更高的电压。

设计方法

图1所示为自举放大器的简化原理图。

图1.基本自举电源电路拓扑。

LTC6240由Vp供电，Vp通过+5缓冲放大器增益跟随输出加1 V，Vm由Vm供电，Vm跟随另一个缓冲器驱动的输出5 V。

由于电源始终跟随输入信号，并由 LTC6240 的输出进行缓冲，因此理想情况下根本不存在共模输入误差。即使是平庸的CMRR也要至少提高30 dB。30 dB值是由于Vp和Vm缓冲器的增益精度有限。

LTC6240 的开环增益也得到了类似的提升。当内部增益节点和电源轨之间存在晶体管输出阻抗时，放大器电路中会出现增益限制。由于电源自举到输出端，因此流过上述阻抗的信号电流很少，开环增益的提高幅度与CMRR优势类似。但是，输出负载仍会限制开环增益。

也许不太明显的是，自举也提高了整体电路压摆率。通常，它受内部 LTC6240 静态电流和以电源为基准的补偿电容器的限制。当电源跟随输入和输出时，流入这些电容器的动态电流很少，放大器不会进入限制压摆率。缓冲放大器最终将限制总压摆率。

高压电源 Vhvp 和 Vhvm 可能会有干扰，但缓冲器输出将在很大程度上抑制它们，LTC6240 的电源抑制比 （PSRR） 将大大增强。

所以，这很棒;通过自举电源，缓冲器在几个方面得到了改善。可能出现什么问题？好吧，图1所示的电路几乎肯定会振荡。考虑电源端子行为的最佳方式是作为反馈环路的一部分：输出端电压乘以缓冲放大器的频率响应，然后将1/PSRR乘以输入，最后乘以开环增益成为输出，并永远绕环。图2a显示了PSRR随频率的变化。

图2.（a） LTC6240 的 PSRR，（b） LTC6240 的开环增益。

我们在PSRR图中没有得到相位数据，但假设它具有+90°相位。是的，这就像一个差异化因素+90°。开环增益如图2b所示，从低频到90 kHz的相位为–100°，之后变为负值。缓冲器将具有有限的频率响应，并且它们也会表现出相位滞后。将环路中的所有相位滞后相加，可以保证反馈相位为0°或360°的倍数。如果这些相位的电源环路增益为>1，则我们有一个振荡器。PSRR幅度降至4 dB的低点（即衰减= –4 dB→增益= 0.63（非dB），因此环路似乎永远没有足够的增益来振荡。这可能是错误的，因为PSRR适用于Vp和Vs，它们的PSRR增益加起来可能不止一个数量级。此外，缓冲器在高频增益滚降之前可能会有一些峰值，从而推动>1的整体反馈幅度。我们还将看到，缓冲器必须驱动中等大的电容，并且会有更多的相位滞后。无论如何，在LTspice中仿真电路显示出较大的信号振荡（LTC6240的频率响应和非线性体现在宏模型中）。®

实际实施

图3显示了整个电路。

图3.全电路。

请注意，1000 pF旁路电容必须与LTC6240电源端子紧密连接。运算放大器具有数十个内部晶体管，在该放大器中，这些晶体管具有 Ft的量级。它们通常相互反馈连接，除非安装旁路电容器，否则它们可能会针对高交流阻抗电源振荡。1000 pF足以消除这些振荡。我们还希望电源旁路电容器远大于任何输出负载电容器，因为在高频下，负载电容器两端的电压转换会导致电流流向电源轨，并可能调制电源电压，通过PSRR反馈以引起振荡。因此，我们的旁路降低了频率上的电源调制，相当于降低了从输出到电源的反馈增益。

压摆这些旁路电容器需要很大的电流，并且必须是双向的。Q5和Q6是发射极跟随器，可以驱动旁路的压摆电流。Q3和Q4是偏置二极管，用于设置Q5和Q6静态电流。Q2为这些二极管和齐纳D1（实际上是并联基准IC）提供偏置电流，后者相对于输出设置正电源电压。Q2的集电极是R9在高压轨之间偏置的电流镜的输出。如果电源电压不是恒定的，R9可以用两个电流源代替。

Q7 到 Q12 构成与前面描述相当的 Vm 减去电源驱动器。请注意齐纳电压的故意不匹配：Vp的输入/输出电压比输入/输出高5 V，Vm的输入/输出电压低3 V。失配将输入电压集中在 LTC6240 的电源限制输入范围内，以优化转换波形。

通常，LTC6240 的电源电流拉紧 Q5 的发射极并基本上关断 Q6，因此 Vp 缓冲器输出阻抗主要为 R3。因此，电源反馈Vp路径的带宽为~1/（2π×100 Ω × 0.001 μF） = 1.6 MHz。这保证了Vp环路增益远小于10 MHz及以上，此时LTC6240开环相位正朝着振荡方向发展。100 Ω电阻还允许跟随器Q5不必直接驱动1000 pF。发射极跟随器显示的输出电感可以与容性负载共振，导致振铃甚至振荡。

将自举设计为在高于1.6 MHz的频率下失效后，我们将看到整个电路的完美行为将下降到~100 kHz以上。如果输出不能完全跟随输入，则自举的优势将降低。带Cin的凛将带宽限制在100 kHz，这是ADC跟随缓冲器的系统抗混叠滤波器的一部分，它还衰减了无线电干扰和不支持的压摆率。

该电路必须承受任何无限压摆输入信号或ESD，因此Rin还用于限制输入故障电流。该电阻具有四个串联段，用于分离输入过驱并暂时承受1 kV电压。根据信号源和预期的过载，可以减小输入电阻。

LTC6240 内部有一些保护二极管，用于将输入过压电流引导至 Vp 或 Vm。LTC6240输入允许的最大故障电流为10 mA，但如果周围电路可以快速断开输入故障，则该电流可能会在短时间内增加。在该电路的预期应用中，有一个SPDT继电器，当未通电时，将缓冲器的输入连接到÷10网络。通电时，继电器直接连接输入。因此，当未上电时，缓冲器连接到远高于10 kΩ的源阻抗，并且故障电压和电流的降低与10 mA连续额定值相称。我的应用的输入范围连续±400 V，容错±1000 V。只有当有两个比较器检测输入过压并快速释放继电器时，才能安全地完成此操作。这可在1 ms至2 ms内完成，允许瞬态100 mA输入电流不会熔化LTC6240的保护二极管。请注意，包含 D3 至 D6 以引导输入过载电流，该电流通过 LTC6240 定向至 Vp 或 Vvm 电源。这些电源可能无法吸收过载电流，因为该电流落后于正常工作;我们将依靠足够大的旁路电容来安全地保持电源电压，同时等待继电器开关释放。我们需要100 μF才能在2 mA过载后2 ms内将电源保持在100 V变化以内。

高压信号源

当需要测试实验室原型时，我意识到我没有信号发生器具有足够的任何波形的输出电压摆幅来练习电路。我确实有发生器，可以产生各种波形，达到±10 V p-p。现在是时候想出一种能够以大振幅清晰再现波形的放大器了。图4所示为电流反馈放大器（CFA）的高压分立实现。

图4.高压放大器。

CFA具有非常高的转换速率，并且通常具有宽带宽。1但是，由于我们使用高压晶体管，因此带宽适中。高压晶体管具有较高的寄生电容和较低的Fts 比较低的电压类型。

这里有一些警告。电路中没有内置电流或耗散限制，因此超过10 mA的重持续负载电流会烧毁输出级，甚至可能烧毁更多级。此外，最好不要在高压电源中添加>0.1 μF的旁路电容。如果使用大电容器，短路会导致焊接。话虽如此，我不得不在高压电源中添加100 μF旁路电容，以抑制二次谐波失真。我用手上下转动实验室用品，以避免硬打开和关闭。请注意，即使是 50 V 也会导致足够的电流通过人体导致心脏骤停。最好将高压电源的电流限制也调低至60 mA。50 V 足够高，值得尊重。

在图4中，运算放大器ADA4898控制CFA，并控制其精度和失真。CFA 通常具有高直流误差和对高精度的建立不良;运算放大器可以解决这些问题。

CFA 的正输入是节点 n25，其负输入是 n5（是的，这是一个输入）。Rff和Rgg本身将内部CFA的增益设置为约27。这种高增益允许控制运算放大器的输出摆幅仅为±2 V。CFA本可以设置为更高的增益以进一步减轻控制放大器的负担，但随后CFA会失去带宽并增加其失真。总增益由 Rf 和 Rg 设置，为 20。Ctweak 和 Ctweak2 与 Rf 配合使用，从 215 kHz 以上的整体运算放大器反馈中消除 CFA 的相位滞后，从而提高运算放大器的稳定性。

n13是CFA增益节点，由涉及Q1/Q2/Q20和Q11/Q12/Q19的电流镜驱动。

Q7/Q8/Q10/Q13构成输出缓冲器，作为复合互补发射极跟随器。没有电流限制电路 - 不要将输出短路到任何东西！

高压放大器的CFA部分具有35 MHz、–3 dB带宽，并且不会自行达到峰值。整个电路具有33 MHz、–3 dB带宽，但峰值为8 dB。通常，复合放大器设计的第二放大器具有至少3×输入控制放大器的带宽，以避免峰值;但我们不能得到如此有利的比例。至少8 dB峰值没有高Q值，振铃阻尼相当快。预期的100 kHz信号在峰值频率以下精确再现。80 kHz 时输出为 100 V p-p 时的失真为 –82 dBc，对于 100 V p-p 的输出，失真降至 –32 dBc，在 100 kHz 时降至 –60 dBc。方波响应具有~250%的过冲以实现快速边沿，输出压摆率低于1900 V/μs时几乎不会发生过冲。最大压摆率约为<> V/μs。

测量设置

现在我们有了大信号，如何使用普通的实验室设备来测量±40 V输出？高压放大器和高压缓冲器的输出都不应超过10 mA，也不能稳定地工作到~40 pF以上的负载。在 27 pF/ft 时，同轴电缆的电容性太强。示波器 ÷10 探头只有 ~15 pF||10 MΩ负载，因此可以耦合到示波器。

为了测量失真，我们实验室中没有一台音频分析仪可以在 80 kHz 时跳动 –100 dBc，因此我们必须转向频谱分析仪。不幸的是，这些只有50 Ω输入 - 对于我们的电路来说太低了，无法驱动。我的解决方案是将阻抗提高到5050 Ω（见图5）;也就是说，在信号和5 Ω分析仪输入之间放置一个50 kΩ分压电阻，使其接近÷100分压器。重要的是，5 kΩ电阻在低频信号期间不会出现热偏移，因为这些偏移是V外2相关并引起甚至谐波。我选择串联五个1 kΩ、2 W电阻来制作分频器。2 W电阻的热阻约为37°C/W，1个7 kΩ电阻的热阻为5.40°C/W。当±160 V正弦波穿过时，功耗为7 mW，这将导致电阻中5.0 ×16.1 = 2.100°C的电阻发热。它们的电阻偏移约为120 ppm/°C，因此在直流时，电阻偏移为0 ppm，或约01.80%非线性度和–100 dBc产生的失真。对于我们的测量来说，这怎么可能足够准确？好消息是分压器电阻具有相当长的热时间常数，我们预计在1 kHz周期中间实际电阻偏移很小。具有讽刺意味的是，我们会在较低频率（可能是<> kHz及以下）看到更严重的失真。

由于分析仪输入范围有限，80 V p-p信号无论如何都必须衰减，但它仍然太大，无法获得最佳频谱分析仪性能。我们的分析仪只能提供–80 dBc失真，作为其噪声淹没谐波和导致额外失真的大输入之间的权衡。一种解决方案是在分析仪输入端放置一个100 kHz陷阱以消除基波幅度。在信号小于几毫伏（仅谐波）的情况下，我们可以接近–120 dBc测量范围。图 5 显示了测试设置。

图5.失真测试设置。

发生器通过低通滤波器 Linput 和 Cinput 驱动 Rterm，从而衰减发电机的 100 kHz 谐波。这将失真提高到约–113 dBc，低于要测量的电路。清理后的信号由高压放大器升压，并由缓冲器通过，缓冲器驱动分压器。

电感器由缠绕在大线轴上的电磁线构成，用于电源 E-I 磁芯。由于增加变形，不能使用任何类型的芯材;气动缠绕是强制性的。你只是反复缠绕和测量。

Ltrap被发现通过磁辐射谐波到相邻的，草率的非屏蔽布线，这是我的常用方法，所以我将陷阱组件放在带有接地BNC插孔连接的饼干罐中。我们在实验室使用饼干罐;我喜欢烤锅，但任何屏蔽钢盒都可以。

为了进行校准，我用直通线替换了两个放大器，并记录了从Rterm电压到频谱分析仪输入的第二至第四谐波频率的增益。在失真测试中测量谐波时，我使用该频率下存储的增益来推断缓冲器输出端的谐波成分。我有一个示波器监测缓冲器基频输出的幅度，对归一化谐波进行均方根化，然后除以基波幅度以获得整体失真。

结果

使用图5的设置，频谱分析仪在81 V p-p和70 V p-p输出时显示–80 dBc，在82 V p-p和50 V p-p输出时显示–60 dBc，在86 kHz时，5 V 峰峰值和16 V 峰峰值输出时失真为–32.100 dBc。

然后测量直流线性度、增益精度和输入范围。图6显示了扫描输入直流信号时缓冲器的输入失调。

任何具有有用输入特性的放大器都可以自举，如前所述，以高压信号工作。极低的输入噪声或极低的失调放大器可以在数百伏特下运行。

图6.V操作系统与 V在的缓冲区。Rl = 50 kΩ 和∞。

万用表很难在 ±40 V 信号的背景下解析亚微伏变化，但由于这是一个缓冲器，我们可以简单地将电压表从输入连接到输出以查找偏移并使用敏感范围。对于±1 V输入（该测试的输入短路），万用表的共模抑制小于40 μV。

曲线中的扰动是由低频噪声，尤其是热扰动引起的。仅仅有人在附近或空调就会导致气流和热变化，从而导致微伏级电路中的塞贝克和热电偶电压误差。我没有一个好的屏蔽或屏蔽室，但我确实用一些衣服覆盖了我的电路以防止气流。即便如此，结果中仍有0.6 μV rms的漂移。

在噪声中，空载（绿色）曲线表明增益误差为~0.03 ppm。不错。无自举LTC6240的标称增益误差为5.6 ppm，最坏情况下由于CMRR误差，额定增益误差为100 ppm。当加载50 kΩ（紫色）时，我们看到的增益误差为–0.38 ppm。负载增益误差相当于0.02 Ω的输出阻抗。很难知道0.02 Ω的来源 — 可能是调节Vp或Vm的负载电流，并通过LTC6240内的共模抑制或增益限制过程起作用，也可能只是导线和电路板电阻。无论如何，为了保持增益精确，我们可以将 LTC6240 的反馈远程连接到最终负载，以影响开尔文连接。

图7显示了小信号脉冲响应。

图7.小信号脉冲响应。

对于绿色通道的振铃，这是高压放大器的输出，所有歉意。它不会自己响铃，我只有一个平庸的示波器探头和板对板接地。黄色通道是缓冲区输出，它是一个由 Cin + Rin 主导的简单指数。

图8显示了输入压摆率为±32 V/μs的大信号脉冲响应，这是一个漂亮、平滑的响应。

图8.对中等输入压摆率（±32 V/μs）具有大信号响应

图9显示了缓冲器对过载压摆率的响应。80 kHz时的100 V p-p输出要求峰值压摆率为±25 V/μs，在所示±32 V/μs能力范围内。

图9.对过载输入压摆率（±130 V/μs）的大信号响应。

请注意，输入滤波器将过载压摆率限制在缓冲器可以遵循的量。纹波是自举电路无法跟随输出压摆的伪影，这会导致输入裕量在压摆期间反复过载。降低 Cin 会强制提高输入压摆率，并且自举电路不会随之而来，从而导致更难看的波纹。

总结

已经展示了一种有效地自举低压运算放大器缓冲器成为高压缓冲器的方法。我们采用了具有罕见输入特性的运算放大器，并将其提升为具有比原始运算放大器更高的电压范围、更好的增益精度、更高的压摆率和更小的失真。

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