由于工作性质和温控有关，公司主要从事恒温焊台开发，常用纯硬件936系列焊台多采用on/off控制方式，这种控制严格意义上来说都算不上是恒温，因为实际温度总是在目标温附近上下跳动。为了提升自己的能力本人自学了PID原理，决心要设计一款真正意义上恒温的纯硬件936焊台。凭借平时的模电积累以及运放的扎实基础设计起来倒是比较顺利，但是电路确实比较复杂用在焊台上有点浪费，不过相信对某些领域有一定的借鉴意义大家可以根据模块电路灵活借鉴。

参考电压，决定目标温度值

此电路很简单无非是通过R10电位器线性改变VRF的电压值，注意VRF和目标温度之间并不是直接相等的关系后面的PID电路部分会给出VRF与目标VT之间的关系。

差分信号放大及温度零点校准

本电路要实现的功能是VT=K*（VT+ - VT-） - K1*VF，其中K、K1和VF为常数，VF为零点校准电压可通过R18调整。这个电路不同于经典减法电路，经典减法电路可以去掉一级运放U1C，但需要对VT+电压进行电阻分压后输入到运放同相端12脚，但是在此电路中分压会破坏VT+和VT-的差分特性，并且VT+的输出能力很有限分压电阻还会改变VT+的实际电压导致测温偏差，经典减法电路VT-直接输入R49也存在此问题。

遇到这种情况经典减法电路通常采用两个运放做输入级差分后再加一级运放做减法，采用本电路后可减少一级运放具有一定的借鉴意义。我设计这个电路的初始依据是：

根据传统减法电路之所以要将VT+做分压处理是为了在减法推导公式里面制造一个特殊情况使某些多项式可以合并这样才能把公式最终化简为K（VT+ - VT-），我的想法也很简单：如果不给VT+分压，能不能给VT-做适当的处理最后同样使多项式合并得到K（VT+ - VT-）的目的呢？通过虚短定理列出VT+，VT-，VT三者关系的表达式，化简来化简去最后得出需要把VT-放大（220+220+2.2）/220倍同样可以得到K（VT+ - VT-）的结果，不过K的数值是经典电路的2倍。

下面我给大家论证一下这个电路的工作原理：

U1C的8脚电压为VT-（220+220+2.2）/220（代式1），交代一下R39，R40，R18，R41这一块电路理论上必须是一个恒压电路，通过R18可改变R42左边的电压值这个电压值我叫他VF。虚短定理U1D13脚电压等于VT+，好了交代完毕，

输出VT=220*［（VT+ - 代式1）/2.2 + （VT+ - VF）/2.2］+ VT+；

将代式1代入后算得结果：VT=［（2.2+2*220）/2.2］ *（VT+ - VT- ） - 220VF/2.2;说实话本来是想实现K=K1的，但是VF那一路电路会更加复杂在此暂不做讨论。

PID运算电路

有了上面的VT和VRF信号现在可以做PID算法了！其中Vout为PID运算结果。分析之前先交代一下： 1.R9左边为比例输入电压为VT；

2.R4左边为微分输入电压为微分d，D9，D10，C3，C22为有极性电容组成的无极性电路总电容量应该还是100uF，L1的作用为 增加高频阻抗——减小高频增益削弱干扰信号；

3.R2左边为积分输入电压为 i ，i 等于Vout的积分，积分时间由R1，R12，C2决定。D11为稳压管限制 i 的范围为（VRF-4.3）~（VRF+0.7），限制积分的范围可加速进入恒温状态，积分完成后 i =VRF-Vout。

上图中的比例电路不仅包含比例运算，同时还合并了微分放大和比例、积分、积分求和等功能。这部分电路实质上就是一个常用的加法电路+减法电路+比例放大电路的合体。根据虚短定理U1A的2脚电压=VRF，再根据虚断特性流过R3的电流等于流过R2，R4，R9的电流之和 I249=（VRF-VT）/100K +（VRF-i）/510K +（VRF-d）/10K，Vout=510K*I249+VRF;

将两个代式合并后：Vout=510K*［VRF-VT）/100K +（VRF-i ）/510K +（VRF-d ）/10K］+VRF;

等式变换后：Vout=5.1（VRF-VT） +Vout（积分）+51（VRF-d ）+VRF;

其中：

1.比例P=（VRF-VT） ，5.1为比例系数；

2.积分I=Vout（积分）；

3.微分D=（VRF-d ），51为微分系数；

注意当进入恒温后d=VRF，此时去掉积分后Vout应该为零，得：5.1（VRF-VT） +51（VRF-d ）+VRF=0

d=VRF代入后：5.1（VRF-VT）=-VRF 得：VT=6.1VRF/5.1，6.1VRF/5.1为恒温时的目标温度VT值！！！

得到Vout信号后还要输入下一级电路，根据Vout的大小改变加热开关的占空比：

振荡及脉宽调制电路 锯齿波振荡电路模块产生锯齿波，具体的产生过程：12V电压经过R20电阻给C10充电，U5B比较器通过比较C10与R24的对地电压：

1. R24对地电压=12V*7.5/（10+7.5）=5.14V；

2. C10的对地电压随着充电的进行逐渐上升在这个电压远低于12V前这个上升过程近似于线性上升，如对线性度有比较严格的要求可以考虑将R20替换为一个恒流电路。

当C10的电压充到略高于5.14V时，U5B比较器翻转7脚输出高电平，此时Q8饱和——R24电压被拉至1V左右，振荡稳定后这个1V的电压其实就是C10周期性充放电的充电起始电压。由于Q3的发射极并非直接接地而是接同步信号“SYNC”，在同步信号（低电平脉冲）到来之前C10还将继续充电，直到同步脉冲到达Q3发射极C10瞬间放电至1V左右U5B 7脚输出低电平C10由放电转为充电，U5B 6脚电压上升到5.14V开始新一轮的充电周期。同步电路如下图所示：

市电零点同步电路

同步电路的作用为：在市电上升或下降过零点时输出低电平脉冲，脉冲宽度由C14，C19，R29，R33参数决定。这样可以使锯齿波振荡波形与市电同步，这样做可以保持输出功率 在不同控制周期中的均衡性，也就是当Vout的电压恒定为一个值后加热功率也能稳定在一个数值。 脉宽调制部分：Vout与C10的充电锯齿波进行比较，当C10充电电压低于Vout时U5A输出高电平，充电电压高于Vout输出低电平。因此控制Vout的高低就可以线性控制输出高电平的宽度从而达到脉宽调制的目的。R37，R38使在U5A比较器电平翻转时 3脚（同相端）形成一个比较小的电压缓冲区间，这样可以锁定翻转，不会在翻转时由于Vout电压的纹波出现U5A输出抖动。后面才想到R37替换为一个电容更好，否则3脚与Vout电压之间总是会存在一个压差。R37换为电容后3脚电压只在U5A输出翻转的瞬间3脚才会与Vout电压存在压差。R37电容与R38电阻的充放电时间参数要尽量短否则会影响整体电路的正常工作。

U5A输出后经过D7再到Q2的发射极，在同步信号未触发时Q2集电极无输出，只有在U5A 1脚输出高电平 并且有同步触发时Q2集电极输出高电平脉冲触发U4光耦——触发Q1可控硅——发热芯得电加热。在此我特别说一下D7和D8的作用，可能有很多人会觉得D7D8多余，其实不然：我也是在工作中曾经遇到过三极管发射结反向击穿造成电路异常，当时一度不得其解明明电压很低为什么还会发生击穿的问题，后面一查三极管规格书大跌眼镜！原来一般的三极管发射结的反向耐压都很低，低到你都不敢相信的5，6V（S8550只有6V）。之前因为三极管都是发射极直接接电源或地一般不存在反向电压的问题，可能都忽视了这项参数不信大家可以查一下。

最后再贴上电源电路部分：