封装、引脚功能及工作原理

ADP1864采用6引脚TSOT封装，引脚排列如图1所示。

ADP1864的各引脚功能见表1 。

ADP1864的内部结构及应用中的外部元件连接如图2所示。图中，Cin和Co分别为输入和输出电容，Rcs为电流感测电阻，R3与C1为IC内部跨导误差放大器输出端（COMP）上的环路补偿网络，Q1为功率开关，D1和L1分别为降压二极管和电感器。

ADP1864内部振荡器（OSC）频率为580kHz。在每个振荡周期开始时，IC引脚6上的输出驱动Q1导通，L1中产生电流并且增加。当电流感测放大器电压等于在引脚COMP上的电压

时，内部触发器复位，PGATE脚上的电压变为高电平，Q1截止，电感电流减小，直到下一个振荡周期开始为止。

输出电压Vo在分压器电阻R2上的感测信号经IC的FB引脚输入到内部误差放大器的负输入端。误差放大器正输入端连接0.8V的参考电压VREF，误差放大器输出电压即是引脚COMP上的电压。

ADP1864提供软启动功能，可以限制输入浪涌电流、电感电流增加速率和输出电压过冲。ADP1864在负载短路时，引脚FB上的电压将迅速降低。当VFB《O.35V时，IC振荡器频率将降至190kHz。当输出短路消除时，振荡器频率将恢复到580kHz。当1C引脚FB上的电压VFB达到O.885V时，说明出现了过电压故障。在此情况下，IC引脚PGATE上的电压将会立刻变为高电平，Q1迅速被关断。

应用电路

对于图2所示的电路，设Vin=3.3V，Vo=2.5V，Io=2A，主要元件的选择如下：

1、R1/R2值的确定 ADP1864引脚FB上的门限电压VFB=VREF=0.8共模电感器V，于是VFB=Vo（R2/（R1+R2））。

2、电感器L1电感值的选择 L1电感值L可按照计算

式中Alpk为电感器峰-峰值纹波电流，可选取其为输出电流的30％，△Ipk=0.31o=2A×0.3=0.6A；f为开关频率，f=580kHz；D为占空因数，D=（Vo+VD）/（Vin+VD），VD为D1正向压降，Vo=0.5V。因此，D=（2.5V+0.5V）/（3.3V+0.5V）=0.79。根据式得

3、电流传感电阻RCS值的确定 电流感测电阻Rcs上的峰值电流感测电压Vcs（PK）=O.125V，Vcs值可根据

式中色环电感生产厂，SF为斜率因数，它与占空比D之间的关系如图3所示。由于D=0.79，从图3可知，SF=0.65

则。

4、功率MOSFET的选择 由于输入电压最小值仅为3.15V，Q1的栅极启动门限电压（Vt）至少为1V。Q1的额定电流（有效值）ID（rms）可由式估算

由于占空比D=0.79，Io=2A，因此

Q1的额定电压应高于输入电压（3.3V）的50％，即不低于5V。为降低Q1的功率耗散，其导通态电阻RCS（on）应远低于100mΩ。

5、肖特基二极管D1的选择 D1的正向压降Vd不应大于O.5V，平均电流1D（AV）可按式ID（AV）=（1-D）1o=（1-0.79）×2A=0.42A。

6、输入电容Cin和输出电容Co的选择 Cin典型值为10 μ F，为使其有较小的等效串联电阻（ESR），宜选用陶瓷电容器。

Co选择日本三洋公司的47 μ F低ESR的陶瓷电容器。对于ADP1864引脚COMP上的RC串联补偿网络，推荐R3=15kΩ，C1=470pF。

输入电压Vin=4.5～5.5V、输模压电感出为3.3V/2A的应用电路及元件选择如图4所示。

图5所示为电路效率与负载电流之间的关系曲线。由该曲线可知，当输入电压Vin为3.3V、输出为2.5V/2A时，效率超过88％。 固定电感器模压电感电一体绕行电感器成型电感感器生产。