今天，我们将介绍一种配置，该配置引入了另一项细微修改，使ADAQ798x能够转换更大的双极性信号（例如±10 V）。我们将首先了解如何选择相关电阻以实现所需的输入范围，然后了解这些值如何影响系统的输入阻抗和本底噪声。

用于衰减的同相求和配置

以下配置可用于对大于±V的信号执行具有衰减的双极性至单极性转换裁判.

此配置类似于我们上次讨论的配置，除了 Rf和 Rg不再需要，R3添加以提供额外的信号衰减。此配置的传递函数为：

推导出 R 比率所需的数学运算1到 R2到 R3这次有点复杂，但我们可以使用与上一个配置类似的方法。找到电阻器的比率后，可以根据应用的需要选择特定的值。为了简洁起见，我们不会介绍推导的每一步，但我们将看到传递函数如何简化，以便在查看v的最小值和最大值时为我们提供电阻比。在.

R的比率1到 R2使用配置的传递函数通过插入最小值 v 找到在，这导致 vAMP_OUT等于 0 V：

此时，我们可以为其中任意三个电阻选择一个值（给定VREF和vIN的范围），然后计算其他两个电阻的值。和以前一样，主要的权衡是输入阻抗与系统噪声和失调误差的关系。该电路的输入阻抗（ZIN）为：

让我们重温一下我们上次提到的例子，其中 vin ±10 V 和VREF= 5 V，并设计输入阻抗为1 MΩ的配置。对于 v 的这种组合在和 V裁判/ 11必须是两倍 R2并等于 R3.使用 R 的比率2和 R3到 R1在输入阻抗方程中，我们得到R1= 750 kΩ。R2和 R3因此分别为375 kΩ和750 kΩ。

正如我们在“为双极性输入增加增益”中提到的，输入阻抗和系统噪声性能之间存在权衡。实现高输入阻抗需要大电阻，这些电阻会产生更多的热噪声，并与ADC驱动器的输入电流噪声相互作用，从而产生更多的输入电压噪声。这两者都会增加ADC输入端的有效均方根电压噪声，从而显著降低性能。在上例中，系统总噪声约为334 μV rms（使用5 V基准电压源时，动态范围从15 dB降至5.92 dB，整整下降74.5 dB）！

但还是有希望的！如果我们限制其输入带宽，这种配置实际上可以实现接近最佳性能。例如，如果我们将上述示例中的输入带宽限制为20 kHz，则整个系统噪声将下降近48至91 μV rms（V的动态范围为4.<> dB）裁判= 5 V）！我们可以限制输入带宽（BW在） 通过添加并联电容器 CS，如下所示。请注意，对于这些噪声计算，我们可以处理 R1/ 12和 R3作为单个电阻，RS，其中 RS是 R 的并行组合1/ 12和 R3.

MT-049 显示了如何计算 R 产生的噪声S（包括热噪声及其与ADC驱动器输入电流的相互作用）。ADAQ798x的主要区别在于噪声带宽由集成RC滤波器设置（而不是本教程中的放大器带宽）。R的均方根噪声SADC输入端的加法为：

（和n是R的约翰逊噪声SG是ADC驱动器增益。

CS通过降低ADC驱动器输入端的带宽来降低到达ADC的噪声。如果截止频率为RS和 CS比集成RC滤波器（4.42 MHz）小得多，那么R的噪声贡献S可以使用 R 计算S和 CS代替上式中的 R 和 C。

系统总噪声是ADAQ798x中各个噪声源的和方根，包括来自R的噪声源S、ADC 驱动器的输入电压噪声和 ADC 的 RMS 噪声。下图显示了几个R值的系统噪声与输入带宽的关系S.

请注意，随着输入带宽的降低，整个系统噪声趋向于ADAQ798x的总均方根噪声（44.4 μV rms）。这意味着降低带宽的噪声优势在一定频率下会产生递减的回报，这取决于R的有效值。S.

结语：

在今天的文章中，我们了解了一种ADC驱动器配置，该配置允许ADAQ798x接受大于±V的双极性输入裁判，以及如何根据电阻值（以及可选的并联电容C）计算输入阻抗和系统噪声S).

虽然添加 CS事实证明，它可以降低噪声，但也限制了可用的输入带宽。因此，在宽带宽应用中使用此配置时，实现高输入阻抗通常是不切实际的。这种配置通常只推荐用于需要高输入阻抗的低带宽应用。

审核编辑：郭婷